芯耀
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功率放大器是現(xiàn)代無線通信系統(tǒng)中最重要的組件之一。理想情況下，它們能夠以高線性度和高效率提供高輸出功率。但通常在這三個(gè)關(guān)鍵的功率放大器性能參數(shù)之間需要進(jìn)行權(quán)衡取舍，而且具有最高輸出功率和線性度的放大器往往會(huì)犧牲效率。
在支持寬帶寬和高數(shù)據(jù)速率的現(xiàn)代電信系統(tǒng)中，由于瞬時(shí)發(fā)射功率的大幅度快速變化，所傳輸?shù)男盘?hào)通常具有較高的峰均功率比（PAR）。因此，設(shè)計(jì)一款不僅在最大輸出功率時(shí)具有高效率，而且在通常為最大功率電平6dB及以下的較低功率電平下也具有高效率，同時(shí)實(shí)現(xiàn)最小尺寸和較低實(shí)施成本的無線基站功率放大器是一項(xiàng)挑戰(zhàn)。
不過，通過使用氮化鎵（GaN）高電子遷移率晶體管（HEMT）器件技術(shù)以及創(chuàng)新的Doherty放大器架構(gòu)，這個(gè)問題是可以解決的。對于平均輸出功率為100W及以上的情況，實(shí)現(xiàn)60%的平均效率并降低功耗是有可能的。
采用氮化鎵GAN高電子遷移率晶體管
氮化鎵高電子遷移率晶體管具有高擊穿電壓、高電流密度、高截止頻率（fT）、低導(dǎo)通電阻和低寄生電容等特點(diǎn)，這使得它能構(gòu)成一款具備高功率能力和高工作效率的寬帶放大器。高功率密度有助于實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)緊湊的設(shè)計(jì)，而高直流電源電壓工作特性和低寄生輸出電容則帶來了更高的負(fù)載阻抗，便于獲得較寬的阻抗帶寬。此外，其漏源擊穿電壓超過150V，這使得它在50V直流電下無論驅(qū)動(dòng)電平或諧波負(fù)載環(huán)境如何，都能穩(wěn)定可靠地運(yùn)行。
圖1?展示的是一個(gè)帶有內(nèi)部輸入阻抗匹配功能的雙路氮化鎵高電子遷移率晶體管。
例如，住友的氮化鎵高電子遷移率晶體管技術(shù)可生產(chǎn)出高增益的封裝器件，在高達(dá)8GHz及更高的頻率下，其峰值輸出功率能達(dá)到300W。應(yīng)用領(lǐng)域包括雷達(dá)以及高可靠性的蜂窩通信發(fā)射機(jī)。在提高功率密度方面取得的進(jìn)展，已使得器件的功率密度達(dá)到5W/mm，并且在50V直流電下功率密度可高達(dá)10W/mm。即使在這樣的高功率密度下，使用諸如碳化硅（SiC）這類高導(dǎo)熱性襯底也能提供出色的熱穩(wěn)定性。
為了在功率回退的工作條件下實(shí)現(xiàn)高效率，有諸如包絡(luò)跟蹤和異相技術(shù)等改進(jìn)方法可供使用。不過，采用Doherty放大器結(jié)構(gòu)則提供了一種切實(shí)可行的替代方案。Doherty放大器易于實(shí)現(xiàn)，并且根據(jù)其級(jí)數(shù)，在功率回退的情況下工作時(shí)，能在寬頻帶上實(shí)現(xiàn)高效率。在這種情況下，三路非對稱Doherty結(jié)構(gòu)在高增益、高輸出功率和高平均效率之間提供了一個(gè)合適的折衷方案。
氮化鎵高電子遷移率晶體管（GaN HEMT）可以通過制造更大的柵極周長，從而在給定的封裝尺寸下實(shí)現(xiàn)更高的功率性能。當(dāng)多個(gè)器件單元并聯(lián)時(shí)，相應(yīng)增加的柵源電容會(huì)使最佳輸入阻抗降低到非常低的值 —— 接近十分之幾Ω。因此，需要在封裝內(nèi)部設(shè)置一個(gè)低損耗匹配網(wǎng)絡(luò)，以便將阻抗從封裝引腳所定義的參考平面轉(zhuǎn)換到器件芯片的參考平面。
在實(shí)際應(yīng)用中，封裝好的功率器件應(yīng)提供相當(dāng)高（不低于1Ω）的輸入阻抗，同時(shí)具有足夠低的品質(zhì)因數(shù)（Q），以便在所需的頻率帶寬內(nèi)實(shí)現(xiàn)平坦的增益/幅度性能。根據(jù)封裝內(nèi)部的空間情況，對于窄帶工作（例如，2.11至2.17GHz，對應(yīng)于蜂窩無線電頻段1），可以考慮在高介電常數(shù)襯底上使用四分之一波長微帶線作為一種簡單的匹配網(wǎng)絡(luò)（圖1），用于雙路封裝。在此，兩個(gè)獨(dú)立的180W氮化鎵高電子遷移率晶體管芯片并聯(lián)連接。
對放大路徑（包括晶體管的封裝參數(shù)）進(jìn)行負(fù)載牽引測試，其中兩個(gè)50V、180W的晶體管芯片并聯(lián)連接并偏置在AB類模式下，得到了圖2所示的輪廓圖。這表明在確定最佳輸出阻抗匹配時(shí)需要進(jìn)行權(quán)衡，因?yàn)閷?shí)現(xiàn)最大功率的最佳阻抗與實(shí)現(xiàn)最高效率的最佳阻抗有很大不同。在這種情況下，在（1.2-j1.1）Ω的低阻抗條件下，1dB增益壓縮點(diǎn)處的輸出功率最大可達(dá)到約+55dBm，而對于約1.3Ω的純電阻性阻抗，可獲得大于61%的最高效率（圖2）。
圖2?負(fù)載牽引等高線圖顯示了實(shí)現(xiàn)最佳輸出功率和效率的阻抗值。
改進(jìn)的Doherty結(jié)構(gòu)
對于輸出阻抗非常低的高功率放大器來說，匹配微帶線的寬度與其長度以及匹配電路的整體尺寸相比會(huì)非常寬。匹配電路包括一條偏置線，用于在峰值放大器關(guān)閉時(shí)形成開路狀態(tài)，還包括一條四分之一波長變換線。因此，匹配電路很容易變得足夠大，以至于很難將峰值放大器的輸出直接連接到主放大器的信號(hào)路徑上。
為了便于實(shí)現(xiàn)，可以對經(jīng)典的Doherty放大器結(jié)構(gòu)進(jìn)行改進(jìn)，在峰值放大器的輸出端增加一條額外的半波長線。圖3a展示了改進(jìn)后的兩級(jí)Doherty放大器結(jié)構(gòu)的方框圖，其中一條半波長線連接到峰值放大器（PA）的輸出端，并且在載波（或主）放大器（CA）的輸入端接入了一條四分之一波長線用于相位補(bǔ)償。這種結(jié)構(gòu)的特點(diǎn)是在飽和狀態(tài)下以及功率從其最大功率電平回退或降低6dB時(shí)，都具有相同的兩個(gè)峰值效率點(diǎn)。
圖3?該方框圖展示了一種改進(jìn)的對稱兩級(jí)Doherty放大器（圖a）以及其理論效率（圖b）。
如果將載波放大器和峰值放大器設(shè)計(jì)為在不同的輸出功率水平下工作（載波放大器的輸出功率較小，峰值放大器的輸出功率較大），就有可能在更寬的輸出功率范圍內(nèi)擴(kuò)展高效率區(qū)域。例如，對于功率分配比為1:2的情況，漏極效率最高的轉(zhuǎn)換點(diǎn)對應(yīng)于比峰值輸出功率低9.5dB的功率回退水平，如圖3b所示。在這種情況下，半波線的特性阻抗為25Ω，這與峰值放大器所需的負(fù)載阻抗相對應(yīng)。如圖4a所示，合成四分之一波長線的特性阻抗為28.9Ω。
當(dāng)難以在封裝的有源器件之間選擇合適的功率比時(shí)，在多路Doherty結(jié)構(gòu)中使用相同的功率放大器會(huì)很方便，其中一個(gè)載波功率放大器與多個(gè)峰值放大器并聯(lián)。因此，一個(gè)1:2的非對稱兩級(jí)Doherty結(jié)構(gòu)可以轉(zhuǎn)變?yōu)楦倪M(jìn)后的三路非對稱Doherty結(jié)構(gòu)（圖4b）。
圖4?這張方框圖展示了一種經(jīng)過改進(jìn)的1:2非對稱Doherty放大器。當(dāng)載波放大器以及兩個(gè)峰值放大器（PA1和PA2）的器件尺寸相同時(shí)，這種改進(jìn)后的裝置包含一條載波放大路徑和兩條相同的峰值放大路徑。在每條峰值放大路徑中的半波長線可以拆分為兩條四分之一波長線。當(dāng)峰值器件所需的負(fù)載阻抗足夠小時(shí)，每條四分之一波長線都有其自身的特性阻抗，以實(shí)現(xiàn)相應(yīng)的阻抗變換。
三路Doherty放大器
圖5展示了三路非對稱Doherty放大器結(jié)構(gòu)的方框圖。輸出合成器在載波信號(hào)路徑中包含一條四分之一波長微帶線，在每條峰值路徑中包含兩條四分之一波長微帶線，以及一條四分之一波長微帶合成線。在此，每條放大路徑都包含一個(gè)具有相同芯片尺寸的封裝器件，并且配有使用微帶線的輸入和輸出匹配電路。
圖5 幾條四分之一波長微帶線被集成到了一個(gè)三路反向Doherty放大器中。當(dāng)峰值放大器關(guān)閉時(shí)，為了在其末端為峰值放大器提供合適的開路條件，偏置線是必不可少的。然后，需要兩條寬度不同的四分之一波長微帶線來進(jìn)行相應(yīng)的阻抗變換。在輸出功率電平低于輸出合成器公共節(jié)點(diǎn)處的9dBc時(shí)，它們將每條峰值路徑中的開路條件轉(zhuǎn)換為載波路徑所看到的開路狀態(tài)。
例如，對于每個(gè)都具有最佳負(fù)載阻抗Z0=12Ω的相同放大器，且Z2=RL=50Ω（其中RL是標(biāo)準(zhǔn)的50Ω負(fù)載阻抗），則Z1=(Z0*Z2)^0.5=24.5Ω，Z3=(Z2*RL)^0.5/3^0.5=28.9Ω。輸出合成器中四分之一波長微帶線之間的特性阻抗可能存在不同的組合。載波放大器輸入路徑中的四分之一波長微帶線用于補(bǔ)償輸出合成器所帶來的延遲。
輸入三路同相功率分配器（圖6）是在羅杰斯公司（Rogers Corp.）生產(chǎn)的20mil厚的RO4350電路材料上實(shí)現(xiàn)的，該材料也用于實(shí)現(xiàn)整個(gè)Doherty放大器電路。它包括一條變換四分之一波長線，以及一個(gè)非對稱1:2兩路威爾金森功分器，用于在兩條信號(hào)路徑之間分配功率，其中一條路徑連接載波放大器和第一個(gè)峰值放大器，另一條路徑連接第二個(gè)峰值放大器。此外還包含一個(gè)對稱兩路威爾金森功分器，用于在載波放大器和第一個(gè)峰值放大器之間平均分配功率；載波路徑中額外增加一條50Ω的四分之一波長微帶線；以及在載波路徑和兩條峰值路徑中各有一條等長的50Ω連接微帶線。
圖6?這是一張帶有額外四分之一波長線的輸入三路同相功率分配器的照片。
測試結(jié)果
基于三個(gè)采用金屬陶瓷法蘭封裝的雙路氮化鎵高電子遷移率晶體管（GaN HEMT）器件的改進(jìn)型三路Doherty放大器測試板，是在20mil厚的 RO4350電路材料上制作而成的。每個(gè)器件都包含一對內(nèi)置輸入匹配的180W氮化鎵高電子遷移率晶體管芯片。輸入三路分配器、輸入和輸出匹配電路、偏置線、輸出合成器以及柵極和漏極偏置電路（其末端均有旁路電容），完全基于不同電長度和特性阻抗的微帶線。在器件的安裝過程中格外小心，以盡量減小封裝后的氮化鎵高電子遷移率晶體管器件的輸出引腳電感。
圖7?這些圖表展示了所測得的漏極效率與輸出功率之間的函數(shù)關(guān)系。
在1dB增益壓縮點(diǎn)P1dB處的輸出功率經(jīng)測量為60dBm，而在55V直流電源電壓下，在2.11至2.17GHz的頻率范圍內(nèi)，實(shí)現(xiàn)了80%的峰值效率和約15dB的功率增益。圖7展示了漏極效率與輸出功率的關(guān)系圖，結(jié)果顯示在功率回退約8.5dB時(shí)，漏極效率約為70%。
對于峰均功率比（PAR）為8dB的20MHz LTE信號(hào)，獲得了52dBm的平均功率，且漏極效率約為65%。在這種情況下，當(dāng)功率值與線性區(qū)域內(nèi)的值相比僅降低1dB時(shí)，在整個(gè)輸出功率范圍直至60dBm內(nèi)，在具有2dB平坦度的線性工作區(qū)域中實(shí)現(xiàn)了約15dB的功率增益（圖8）。
圖8?顯示了所測量的增益與輸出功率之間的函數(shù)關(guān)系。
圖9展示了所測得的主放大器和峰值放大器的直流漏極電流與輸出功率之間的關(guān)系。在2.11至2.17GHz的工作頻率范圍內(nèi)，當(dāng)峰值放大器關(guān)閉時(shí)，其截止點(diǎn)約為50dBm。
下圖這是基于住友氮化鎵高電子遷移率晶體管（GaN HEMT）器件技術(shù)實(shí)現(xiàn)的1KW三路非對稱Doherty放大器結(jié)構(gòu)的測試圖。對于工作在2.11至2.17GHz頻段的蜂窩通信發(fā)射機(jī)而言，它具有65%的平均漏極效率這一特點(diǎn)。
圖9?載波放大器和峰值放大器的漏極電流被繪制成與輸出功率的函數(shù)關(guān)系圖。
結(jié)果表明，在對應(yīng)于1dB增益壓縮點(diǎn)的高達(dá)1KW的輸出功率下，能夠?qū)崿F(xiàn)65%的高平均效率和約15dB的高功率增益。與此同時(shí)，這種改進(jìn)型非對稱Doherty放大器能夠進(jìn)行數(shù)字預(yù)失真處理，以滿足嚴(yán)格的頻譜模板要求。這是在基站應(yīng)用的高功率Doherty放大器研發(fā)中，所記錄到的在峰值功率和漏極效率方面的最高性能表現(xiàn)。
總結(jié)：
通過采用氮化鎵高電子遷移率晶體管（GaN HEMT）與改進(jìn)型Doherty放大器架構(gòu)，成功解決了無線基站功率放大器在寬帶寬、高PAR信號(hào)下兼顧高效率與線性度的設(shè)計(jì)難題。測試表明，基于GaN的三路非對稱Doherty結(jié)構(gòu)在1KW輸出功率下實(shí)現(xiàn)65%平均效率及15dB功率增益，功率回退8.5dB時(shí)效率仍達(dá)70%，且支持?jǐn)?shù)字預(yù)失真技術(shù)以滿足頻譜規(guī)范。該方案在效率、增益、線性度等關(guān)鍵指標(biāo)上取得突破性平衡，為基站高功率放大器研發(fā)提供了兼具高性能與實(shí)用性的解決方案。
